亿伟世科技文章来源：北京科技大学-机械工程学院（冯明，侯东易，安嘉强）
摘要：以碳化硅（SiC)器件为代表的宽禁带半导体器件，对比以绝缘栅双极型晶体管（ICBT)为代表的硅基半导体功率器件，有开关损耗低、开关速度快、器件耐压高等优势。尤其是对于超高速电机控制器的开发，降低控制器损耗和减小电机相电流谐波成分是关键，故将SiCMOSFET作为电机控制的功率半导体元件成为了提升控制器效率、减小控制器体积、优化控制效果的重要方法。此处设计了一款SiC功率器件构成的电机控制器，通过DSP控制核心驱动高速永磁同步电机，测定控制周期与死区时间对谐波成分的影响。然后将其与IGBT器件构成的控制器进行控制效果的对比。实验表明采用SiC器件的控制器损耗更低，可以实现更高的开关频率和更 小的死区时间，从而能有效降低电机中的谐波成分，减小温升，控制效果更优。
关键词：高速电机；碳化硅；永磁同步电机
1 引 言
近年来随着新能源汽车等行业的蓬勃发展和“双减”政策的提出，电力行业越来越向低损耗、高效率、高密度的方向发展。同样随着新一代半导体材料的发展，以SiC、Gan为主导的宽禁带半导体元件应用得越来越多。传统的大功率电机控制器往往采用硅基ICBT作为其功率半导体元件。但其自身特性使得它存在着拖尾电流大、开关损耗高等问题，限制了其开关频率的提升，并且为了保护IGBT芯片，一般需要设定较大的死区时间。而SiCMOSFET（后面简化为SiC)作为宽禁带半导体元器件，由于其更低的开通关断时间，不仅可以大幅降低其死区时间，而且能提升电机控制器的开关频率，从而使控制器整体的相电流谐波含量少。配合矢量控制方法，能够有效优化控制器的控制效果对于超高速电机的应用越来越多，逐渐替代了可靠性低和体积大的变速器机构。对于超高速电机控制，由于谐波成分多，电机温升大的问题也尤为突出。由于高速电机结构设计时不可避免地会致使相电感的设计值较小，导致其控制过程中会产生更多的谐波成分，所以提升控制频率、抑制温升也是高速电机控制的关键。此处采用SiC的功率半导体器件，设计一款峰值电流200A的电机控制器，完成其控制电路的设计及矢量控制驱动算法的开发，并将其与硅基IGBT构成的控制器进行效率对比和分析。
2 SiCMOSFET电机控制器设计
对于ICBT器件，有着大电流通过能力、较大的输入阻抗、高耐压等级。但其也有局限性，相较MOSFET器件有更慢的开关速度、更大的开关损耗和导通损耗。但由表1可知,Si MOSFET器件耐压等级较低，这限制了其在高电压电机控制器上的应用。
对于SiC器件，拥有了更大的耐压、更快的开关速度，便成为了理想的功率半导体元件。但由于SiC封装技术不成熟，其在大电流下的封装方法更困难,成本增加,所以此处采用多个SiC的并联设计，以达到设计需求。
2.1器件选型
针对不同厂家有着不同的SiC产品。此处设计要求中有母线电压和峰值相电流要求，故采用IMW120R030M1H。这款SiC有着-7~23V的栅极耐受电压范围，1200V的源漏极电压等级,30毫欧的导通电阻，由于设计要求电流需达到200A，故采用4管并联的方式。
2.2驱动电路设计
永磁同步电机控制系统的首要要求就是驱动电路的可靠性，有足够的拉灌电流能力，满足MOSFET的快速开关，驱动原理图见图1。驱动电路设计方面此处采用磁隔离芯片1ED3124MU12H，它具有14A的拉灌电流能力，足以提供4个并联SiC芯片工作所需的栅极电荷量。驱动电源选择要根据SiC芯片的栅极耐压确定。芯片的导通电阻及导通压降与栅极电压与成反比，但过高的栅极电压也会影响SiC芯片寿命，故设计15V作为SiC芯片开通电压。由于SiC的桥臂串扰现象更严重，相应需要进行负压关断设计。但SiC自身不耐负压，所以选用-3.5V关断，在保证芯片栅极安全的前提下来减小串扰现象的发生。由于在更高的开关频率下，不可避免地会在电路中产生更大的du/dt,造成更大的电磁干扰，所以电路的隔离设计也需提出更严苛的要求。
此处采用了3层PCB设计，分别为功率级、驱动级、控制级。在功率级设计铜排与对应的管脚相连接以物理隔离；在驱动级设计栅极驱动电路，采用磁隔离芯片来防止高压传导；在控制级设计DSP外围电路系统，并设计光耦隔离芯片保证DSP芯片不受高压干扰传导而对其工作产生影响。
2.3驱动算法设计
此处控制系统采用转速、电流双闭环架构与矢量控制算法结合空间矢量脉宽调制(SVPWM)方法实现对电机转速的精准调控。并且采用结合了锁相环的改进式滑模观测器，从采集的电流上提取转子位置角度及速度值。转速外环与电流内环均采用比例积分(PI)控制，总体控制系统框图如图2所示。
3效率分析
对于全桥电机控制器，其损耗主要在功率器件的开关损耗以及导通损耗上。功率器件在单次开关损耗的功率为：
式中：fs为开关频率；Ud为母线电压；lc为导通后的电流稳态值；ton，toff分别为开通和关断时间。
开关损耗会随着控制频率、母线电压和电流的提升而增大。但由于SiC芯片相对IGBT芯片存在着开通和关断时间的减少，开关损耗也会降低。表2为数据手册中的数据，即为此处对比的两种功率芯片，分别为SiC功率元件IMW120R030M1H和IGBT功率元件FF300R12KS4。其中开关损耗均为每脉冲下的损耗值。
由表2数据可知，相比IGBT器件，SiC有更低开关损耗和更快开关速度。功率器件存在一个正弦周期导通半个周期的原因，故导通损耗功率为：
式中：uce(t)为功率器件的导通压降;ic(t)为电流值;T(t)为占空比。
因为SiC在导通时压降在大电流区域仍低于IGBT,所以导通损耗仍会降低。而且SiC应用于高开关频率场合，所以SiC器件总损耗仍低于IGBT。
4实验
4.1 SiC电机控制器实验
该实验所用电机数据如下：相电感为68μH；相电阻为0.11欧；最大转速为60000r·min”；极对数为4；反电动势系数为2.45V·k·r·min-l。实验中作为对比的IGBT控制器同表2的数据一致，采用的器件为FF300R12KS4。为了避免功率元件的桥臂直通，需要在上、下管开关时加上死区时间。但因为控制系统从DSP芯片传递到功率元件上仍需要一定的时间，所以需测得真实的栅极电压。根据测得的栅极电压信号，得到数据以及此处设定的最短死区时间见表3。
由表3并结合表2的数据可知，SiC存在相当小的开关时间，所以采用SiC可以很大程度地提升控制频率，减小死区时间，
4.2控制器控制频率和死区对比实验
在实验时不加任何输出滤波器，单纯研究两电平逆变器下高速电机电流特性。此处将对不同控制频率和死区时间下电机相电流谐波含量进行分析。
图3分别为采用SiC控制器，在控制周期为100μs,25μs下，对应10kHz,40kHz的控制频率，加载的电机外部负载转矩为0.4N·m，采用的死区时间为0.5μs的相电流ip波形。
在控制频率提升后，电机相电流的谐波含量明显减少，并且由于谐波成分的降低，同等输出扭矩下相电流的有效值也有一定的降低。然后分别在同条件下，采用控制周期t分别为100μs,50μs,33μs,25 μs,将相电流波形存储后进行傅里叶变换，可以得到其谐波分量占基波的百分比含量如图4a所示。由图4a可见，在控制器频率提升后,总谐波畸变率(THD)有明显的降低，显然提升控制频率后整个电机的控制效果更优。可以发现相比100μs的控制周期，将控制周期缩短至25μs后，THD可以降低54.7%。在0.4N·m的外部负载条件，40kHz的控制频率下，分别取0.5μs，1μs,1.5μs,2μs的死区时间ta,对相电流进行分析可以得到图4b。由图4b可知，在控制频率均为40kHz,死区时间由2μs降低到0.5μs的情况下，控制器的THD可以降低48.7%，尤其是5次谐波有着相当明显地减小。
SiC元件的采用不仅可以缩短死区时间，还可以提升控制频率。死区时间的缩短和控制频率的提升对相电流正弦度和谐波成分消除有着重要意义。相比IGBT元件3μs死区时间及最高20kHz控制频率,SiC控制器的THD可以降低42%。
4.3电机控制器效率对比实验
此处实验采用表2中的两种功率元件。在电机转速5000r·min-1下，分别加以不同的外部转矩负载。各测3组后，通过功率仪得到控制器上损耗功率值，取平均后可得损耗值Pios如图5所示，其中To为输出扭矩。
由于IGBT相比SiC功率元件导通损耗以及开关损耗更高，可以发现SiC电机控制器有着更低的总损耗。在输出0.6N·m转矩时SiC相较于IGBT的控制器损耗降低了52%。不难分析在更大负载下IGBT的功耗上升会更快，采用SiC芯片作为电机控制器有着更大的优势。
4.4电机温升实验
向电机外部突加0.4N·m转矩，测电机定子内部温升，加载总时长80s后卸载，测得3组数据，得两种控制器平均温升Ta对比见图6。
实验采用SiC控制器在40kHz控制频率，0.5μs死区时间,IGBT控制器在20kHz控制频率3μs死区时间。由图6可知，对于SiC功率元件，由于更低的THD,所以定子中温升有明显的降低。采用SiC控制器可以非常有效地降低电机温升，在加载实验中电机加载工作80s后的温升值相比IGBT控制器有9%的下降。
5结论
由以上实验可知，由于SiC元件相比IGBT元件有着更快的开关速度，故其能采用更快的开关频率和更短的死区时间。无论是控制频率的提升还是死区时间的减小都会大大降低电流中的谐波成分。尤其由于高速电机自身电感值小，采用较低的控制频率会有相比普通电机更大的谐波含量，所以在高速电机的控制器设计中采用SiC控制器更佳，可以有效降低电机定子温升。由于SiC控制器的损耗更低，在控制器上的功率损耗有较大的下降，采用SiC控制器相比IGBT控制器在控制器损耗上也有明显降低。
来源： 北京科技大学
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